传输法模拟滤波器型输出回路的间隙阻抗频率特性

来源:真空技术网(www.chvacuum.com)高功率微波源与技术重点实验室 作者:曹静

  利用传输法把滤波器型输出回路等效为双端口微波网络问题,通过理论分析,数值模拟和冷测实验证明了S21平方后的曲线能定性反映滤波器型输出回路的间隙阻抗频率特性。从而在仿真设计阶段,可将S21设为优化目标,利用三维电磁仿真软件的参数优化功能实现精确设计滤波器结构,比相位法,场分析法更加快捷准确。传输法同样适用于矢量网络分析仪冷测滤波器的实验,可消除系统拆装及波导元件引起的误差,使测量更加方便准确。

  速调管输出回路的阻抗频率特性对速调管的效率、带宽等指标有重要影响。为了扩展速调管的带宽, 滤波器型的输出回路获得了广泛应用[1-2] 。在输出回路的设计和冷测阶段, 主要关心的指标是在要求的频带范围内获得满足一定波动要求的间隙阻抗频率特性。

  文献[1-5] 报道了这种输出回路的设计方法和冷测实验过程。随着CST 和HFSS 等三维计算软件的发展和应用, 将输出回路等效为单端口微波网络,通过数值模拟间隙开路、短路、微扰三种状态的反射系数的相位, 求出对应输出回路的具体结构的间隙阻抗频率特性, 但模拟和计算过程繁琐。在实际制管过程中, 采用扫频法通过观察探针测得间隙电场频率特性, 调节滤波器电容电感的尺寸来得到满足设计要求的滤波器的定性结果, 再将调试好的滤波器接入矢量网络分析仪或测量线组成的点频测试系统逐点测出间隙阻抗的定量结果。因此整个滤波器从设计, 冷测调试, 冷测验证到最终实现步骤多, 过程复杂, 测量误差较大, 尤其确定滤波器上调谐钉的位置需要花费大量的人力物力, 如果能够找到一种方法将滤波器型输出回路的设计与冷测调试过程合并和简化, 那么就大大减少了研制时间和研制经费。

  本文提出的传输法能模拟和冷测滤波器型输出回路的间隙阻抗频率特性, 主要是以文献[1-5] 提出扫频法和相位法等冷测方法为理论基础, 利用三维计算软件CST 微波工作室精确模拟输出回路的结构, 通过计算和观察微波网络的传输参数来优化并最终确定输出腔的结构尺寸及波导上调谐钉的位置及尺寸。这样一来就能在计算机上同时实现设计和冷测调试的过程, 并且能利用矢量网络分析仪使得滤波器的调试和间隙阻抗的冷测在同一套测试系统上实现, 减少了拆装测试系统引起的装配误差, 减少测量误差, 为速调管的研制工作提供了方便。

  传输法模拟间隙阻抗频率特性的理论分析利用扫频法冷测滤波器型输出回路的输出腔间隙阻抗频率特性时, 输出回路相当于和两个传输系统耦合, 一个传输系统接扫频信号源, 另一传输系统接负载, 该负载就是通过漂移管插入输出腔间隙的高灵敏度的装有探针的宽频检波座。

  本文提出的传输法, 也即在计算机上实现扫频法的实验过程。首先将滤波器型的输出回路等效为一个多端口微波网络, 多端口网络的散射矩阵如式(1) 所示

  bi ( i= 1, 2 , , N) 是i 口的出波归一化电压, aj ( j=1, 2, , , N) 是j 口的入波归一化电压。散射参量Sij的物理意义: 在端口j 上接信号源, 其余各端口都接匹配负载时, 从j 口到i 口的电压传输系数[6] 。滤波器型输出回路等效为几个端口需要由输出腔具体有几个漂移间隙确定。如果是单间隙输出腔, 则只需等效为两端口, 若是双间隙耦合输出腔,并且需要获得两个单腔的间隙阻抗频率特性, 则可等效为三端口网络。至于最近广泛开展的扩展互作用速调管采用的多间隙的腔仍可采用传输法模拟每个间隙的阻抗频率特性[7] 。具体等效过程是将输出波导端面作为信号输入端口设为port1, 而其它需要观测间隙阻抗频率特性的端口设为port2, port3, , ,portN, 从而得到S21, S31, , , SN1。

  为了论述方便, 本文仅分析单间隙腔加载滤波器的输出回路。据前面描述的扫频法的实验过程可知为双端口微波网络问题, 即和两个传输系统耦合的谐振腔的间隙阻抗频率特性问题。如图1(a) 双端口微波网络及图1(b) 模拟和测试时结构示意图所示, a1是输出波导端口的入波归一化电压, b2 是能反映间隙阻抗频率特性的输出端口的出波归一化电压。

双端口微波网络

图1 (a) 双端口微波网络和(b) 两个传输系统耦合的谐振腔示意图


  本文以和两个传输系统耦合的谐振腔为理论基础, 阐明了传输法可以模拟间隙阻抗频率特性, 并分析讨论了在数值模拟时如何设置输入端口和输出端口将滤波器型输出回路等效为双端口网络, 获得了传输参数S21的平方即可定性反映阻抗频率特性的结论。同时与相位法的模拟结果进行比较, 两种模拟结果有良好的一致性, 同时将模拟结果和实际冷测结果对比, 更进一步验证了传输法模拟和测试滤波器型输出回路的正确性和可行性。

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